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便攜式設備應用中，電源的負載通常是變化的，例如對于通信系統中的發射機、微處理器和閃存來說，在工作時需要電源提供很大的負載電流，而在待機狀態需要的電流卻很小。PWM控制升壓DC/DC變換器具有噪音低、重負載時效率高、儲能電感和濾波電容的大小容易選取等優點[1]，是目前應用最為廣泛的一種控制方式。然而在輕負載情況下，因為工作頻率是固定不變的，與頻率相關的開關損耗并沒有隨著負載的減小而減小，因此，PWM控制模式在輕負載下效率較低。
很多文獻對PWM控制DC/DC變換器輕負載下的效率提高問題進行了討論，多數是采用PWM/PFM混合控制模式[2-4]，就是在輕負載時采用PFM模式以提高變換器效率，而在重負載時采用PWM模式。傳統的混合模式控制方式的實現方法中將PWM模式控制和PFM模式控制環路分開設計，并在變換器內部引入負載輕重的判斷機制，在負載變化時，工作模式自動切換。這種方法可以獲得寬負載范圍下變換器的高效率，缺點是電路設計復雜，增加了芯片面積和成本。
本文采用一種跳周期模式[5]（Skip Mode）來提高輕載下PWM變換器效率。其基本思想是芯片中引入跳周期模式控制比較器電路，該電路判斷負載的輕重，當負載足夠輕時，產生SLEEP信號，此時芯片進入低功耗狀態，功率MOS管被關斷，并且芯片內大部分電路如振蕩器、誤差放大器、PWM比較器以及各種保護電路等也不再工作，只依靠電容儲存的能量維持負載端工作，當能量下降到一定值時，再啟動變換器。這樣輕負載時功率MOS管的損耗和芯片自身電路的損耗都降低了。
該控制模式的主要缺點是由于開關頻率不固定，開關噪聲無法預測，同時它也會使輸出紋波增大。因此不適合無線通信領域應用，但非常適合在待機狀態頻繁的場合中應用。

1 芯片系統設計
圖1為帶跳周期模式的PWM控制升壓DC/DC變換器的芯片電路結構框圖。芯片系統具有以下特點和功能：跳周期模式、同步整流、峰值電流檢測、斜坡補償、過壓保護、過溫保護、欠壓鎖定以及軟啟動電路等。

芯片在正常工作模式下采用1.2MHz的固定運行頻率，允許使用小型低ESR電容器。為了提高輕載下變換器效率，在輕載條件下進入跳周期模式。由于整個系統采用峰值電流模式控制，為了保持峰值電流模式控制的穩定性，設計有斜坡補償電路。為了進一步提高變換效率，采用同步整流技術，并將功率開關管NMOS和同步整流管PMOS集成到芯片內部。
圖1中，SW為開關引腳，FB為輸出電壓的采樣反饋端，SHDN為停機引腳，接低電平時關斷芯片。芯片內部主要模塊包括：基準電壓源BANDGAP，為其他電路提供1.25V基準電壓和電流偏置；誤差放大器EAMP，將輸出的反饋采樣電壓與基準電壓進行比較放大；峰值電流閾值設置電路IREG，根據誤差放大器的輸出，設置電感峰值電流限制ITH，接PWM比較器的同相輸入端，在軟啟動時，根據軟啟動電路SOFTSTART的輸出限制工作電流；PWM比較器，其輸出下跳沿關斷開關管；環形振蕩器OSC，產生電路周期工作的定時信號CLK和斜坡補償所需的鋸齒波信號RAMP；斜坡補償電路SLOPE_COMP，將采樣的電感電流信號和補償斜坡RAMP疊加，輸出VISC接PWM比較器的反相輸入端；跳周期比較器SKIP_COMP，使變換器在輕載時進入Skip Mode，降低損耗。芯片中其他電路模塊還有包括RS觸發器在內的邏輯控制電路CONTROL、功率管驅動電路DRIN、整流管驅動電路DRIP、整流管襯底電位控制電路BODY_CTRL、反轉保護電路IR、過熱保護電路OTP、輸入低壓鎖定電路UVLO以及輸出過壓保護電路OVP。NS為集成在芯片內部的功率開關NMOS管，PR為集成在芯片內部的整流PMOS管。
正常負載條件下，在每個振蕩周期開始時，RS觸發器被置位，從而導通功率開關管NS。當SLOPE_COMP的輸出VISC超過IREG的輸出VITH時，RS觸發器復位從而關閉NS管。通過這種方式，誤差放大器設置正確的峰值電流水平以使輸出穩壓。

2 跳周期模式電路設計原理與實現
2.1 跳周期模式電路設計原理
在負載足夠小時，開關變換器進入跳周期模式。在該模式下，一部分開關周期被忽略，即開關管和芯片內部部分電路停止工作，從而達到降低損耗的目的。跳周期模式電路的基本工作原理如圖2所示。

在輕負載情況下變換器只有比較稀疏的脈沖群，在脈沖群與脈沖群之間變換器進入空閑（IDLE）狀態，開關管和整流管都關斷，電路空閑不工作，電感電流為零，通過輸出電容上存儲的能量為負載供電。隨著輸出電容的放電，輸出電壓下降至低于下限閾值電壓VTH-時，變換器重新工作，產生一些脈沖群，對負載供電，并對輸出電容充電，使得輸出電壓上升，直到其達到上限閾值VTH+時，又進入IDLE狀態。隨著負載電流的下降，變換器被忽略的脈沖越多，IDLE時間越長，開關損耗越低。
基于以上原理，設計芯片的Skip Mode控制電路。首先要解決的問題是如何判斷輕載。一種簡單的方法是直接檢測輸出VOUT，如果負載很輕，則負載消耗的電流就會小于電感所提供的電流，輸出電壓VOUT就會相對較高。但是直接檢測VOUT并不合算，可以利用EAMP的輸出VE信號，當VE偏低時，就證明VOUT偏高，也就是負載輕。另外就是設置Skip Mode控制的上下門限閾值VTH+和VTH-。這可以通過具有雙閾值的遲滯比較器來實現。設計的Skip Mode控制電路示意圖如圖3所示。

電路中遲滯比較器SKIP_COMP的兩個翻轉閾值分別為VT+和VT-。當負載較輕時，VOUT略有上升，導致EAMP的輸出VE下降，當其下降到SKIP_COMP的低閾值VT-以下時，表示負載很輕，進入Skip Mode工作模式。此時，首先將開關管關斷，并停止振蕩器的工作，然后等待反轉保護比較器IR的輸出IR負跳變（此時表明電感電流已經全部釋放），將整流管關斷，并將SLEEP信號置高，進一步關斷芯片中其他部分電路。由于開關管、整流管都關斷了，輸出電容對負載供電，輸出電壓緩慢下降。直到輸出電壓下降到VTH-以下，EAMP的輸出VE大于VT+，SLEEP信號變低，振蕩器恢復工作，其輸出CLK正跳沿觸發開關管導通，變換器恢復工作，對負載和電容充電，使輸出電壓上升，直到上升到VTH+，又進入關斷模式。
2.2 跳周期比較器電路設計
設計的跳周期比較器電路如圖4所示。

圖4中，VB是由偏置模塊產生的偏置電壓，VDDA是由內置電源模塊產生的穩定電壓。電流源P8、P9對R1供電，由P8、P9、R1、N7共同決定翻轉閾值VT+和VT-。N7處于關斷狀態時確定翻轉閾值VT-，VT-=R1×I2；N7導通時確定翻轉閾值VT＋，VT＋=R1×(I1+I2)。當0ET-時，SKIP為高電位，使SLEEP為高電平，進入Skip Mode控制模式，此時，SKIP0為高電位，N7導通，比較器的翻轉閾值變為VT＋；直到輸出電壓下降使VE上升到VT＋時，SKIP變為低電位，使SLEEP變為低電位，進入正常開關模式，此時N7關斷，比較器的翻轉閾值又變為VT－。

3 電路仿真
此變換器芯片典型應用電路如圖5所示。

用Hspice對系統進行了仿真，仿真結果顯示，由于SOFTSTART電路的引入，有效地消除了啟動時的浪涌電流。室溫、20mA負載、輸入電壓為3.3V、輸出電壓為12V時的瞬態特性仿真結果顯示輸出電壓紋波較小，約為6mV。
電路變換效率仿真結果如圖6所示，圖6(a)是引入了跳周期模式后變換器的效率仿真曲線，圖6(b)是未引入跳周期模式變換器的效率仿真曲線。仿真結果顯示，負載電流在5mA以下屬于輕負載區，這一區域效率比較低，但由于引入了跳周期模式，該段效率下降不算太嚴重。隨著負載的增大，效率曲線呈上升趨勢，當負載電流在10mA以上時，是芯片理想工作區域，該段基本保證效率在70%以上。

本文討論了PWM型升壓變換器的設計，并重點分析了升壓變換器在輕載下如何通過引入跳周期模式來提高效率。提出的跳周期模式電路設計思想簡明，電路實現簡單，仿真結果表明在輕載下，跳周期模式變換器可顯著提高變換器的效率。該設計對于待機狀態頻繁的應用具有很好的工程應用價值。